我是一名老无线电（电子）爱好者，上个世纪80年代读高中时迷上了电子并开始自学，上个月信手修好了几个开关电源后，对反激型开关电源产生了兴趣，找了很多资料一通钻研，网购了一堆元件，准备鼓捣一番。

555时基电路构成可调占空比的方波脉冲发生器，驱动MOSFET功率管搭建反激型开关电源，肯定不如UC3842等专用IC方案简单、专业，但也有其独特之处，现将本人的设计方案、实验结果分享给各位同好，敬请指正。

(资料图片)

电路如下：

工作原理：7555时基IC构成最大占空比为0.3、频率为65KHz的无稳态多谐振荡器，振荡频率由R1、R2、C1、D1定时网络决定。其中D1的作用是C1充电过程短路R2，确保555输出方波的占空比可以小于0.5。7555第3脚输出方波驱动MOSFET功率管工作在开关状态。市电220V交流经桥式整流、120μF/450V电容滤波（整流滤波电路省略）得到310V直流电压给开关变压器初级供电，并通过电阻R7为7555提供工作电压。稳压二极管D2确保555工作电压稳定在15V并对7555起保护作用。

开关变压器次级输出经D5整流、C3滤波，获得直流输出电压。取样电阻R8、R9为TL431提供2.5V取样电压，TL431输出电流流过光耦PC817的发光管。稳压过程如下：如果因市电电压波动或负载减轻导致15V直流输出电压有所升高，则取样电阻R9提供给TL431的电压将超过2.5V，导致TL431输出给光耦的电流增大，光耦光电管导通电阻减小。注意光电管是和R1并联的，其导通电阻减小必然影响到7555振荡波形的占空比------C1充电时间缩短、7555输出方波的占空比减小、开关管导通时间缩短，最终使得输出电压降低，最终稳定在15V。

一旦开关管过流，其源极电阻R6两端电压超过0.6V，三极管T2将导通并将7555第4脚电位拉低，555停振无输出，实现了过流保护。过流保护阈值可通过调节R6阻值来设定。

可以看出，本设计的关键点是利用光耦来控制555输出方波的占空比，从而实现稳压。由于光耦只控制C1的充电时间（充电路径为R1和光电管两个并联支路），不影响C1的放电时间（放电路径只有R2），因此工作频率并不固定，7555输出方波的低电平脉宽固定、高电平脉宽可调，最低启动频率为65KHz，最高频率可达92kHz。

之所以选择MOS型GC7555，而非双极性NE555，是考虑到MOS型高频特性更好，工作电流很小容易启动，毕竟驱动MOS型开关管用不到太大的电流。实测驱动8N60型场效应功率管时，GC7555只需0.9mA的电流，加上7555本身及外围阻容一共1.5mA的平均电流即可。同时，MOS型7555的第5脚可以不接退耦电容，空着即可。

用洞洞板焊接后的成品图如下：

通电测试：220V交流输入时，输出电压空载稳定在15.10V。8Ω负载（负载电流约1.88A）输出为15.02V，4Ω负载（负载电流3.72A）输出电压为14.88V，可见输出非常稳定，负载调整率（本设计为15V4A）为1.46%，非常之低。电压调整率因缺少调压器而暂时无法测试，从负载调整率看，估计应该也不会高。

效率测试：用功率计测量输入功率，用数字万用表和精密功率电阻（假负载）测量、计算输出功率，实测结果表明，8Ω负载的效率约72.9%，4Ω负载的效率约71.2%。长时间满负荷通电时，散热片温热，变压器温热。

特殊现象：通电后，开关变压器有轻微吱吱吱的噪声，应该是业余条件下手绕变压器未浸漆的关系。

总结与分析：实际通电测试结果证明，古老的555时基电路堪称多面手，除了常见的海量各类应用电路之外，作为PWM核心器件用于开关电源也是可以的，能得到比较理想的结果，起码电压调整特性非常好。唯一令人不满意的是电路整体效率不高，未超过80%。个人分析，效率较低的原因有以下几点：

一是没有设置辅助供电绕组，为了确保7555有足够的启动电流，用了较小的启动电阻R7，R7一般情况下耗电就已经达到了1W，导致满载效率降低1.3%左右，轻负载时影响更大；

二是GC7555驱动能力没有NE555强，驱动输入电容高达1000pF的8N60C难免会导致波形不够理想，导致开关管开关损耗较大，这也是开关管明显发热的原因；三是电路还存在不少其他可以优化的地方没有优化导致了效率不够高（毕竟是验证性的实验电路）。后续有时间的话，我会进一步尝试改进来提高效率。尤其是变压器的参数设计非常粗糙，业余条件下难免偏颇较大。

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